MOSFET 원천지식 및 응용

왜 고갈 모드에 관해서MOSFET사용되지 않으므로 해당 내용을 자세히 살펴보는 것은 권장되지 않습니다.

이 두 강화 모드 MOSFET의 경우 NMOS가 더 일반적으로 사용됩니다. 그 이유는 온저항이 작고 제작이 용이하기 때문이다. 따라서 NMOS는 일반적으로 스위칭 전원 공급 장치 및 모터 구동 응용 분야에 사용됩니다. 다음 소개에서는 NMOS를 주로 사용합니다.

MOSFET의 3개 핀 사이에는 기생 용량이 있습니다. 이는 우리에게 필요한 것은 아니지만 제조 공정의 한계로 인해 발생합니다. 기생 용량(parasitic capacitance)의 존재는 구동 회로를 설계하거나 선택할 때 더욱 번거롭지만, 이를 피할 수는 없습니다. 나중에 자세히 소개해드리겠습니다.

드레인과 소스 사이에는 기생 다이오드가 있습니다. 이것을 바디 다이오드라고 합니다. 이 다이오드는 유도성 부하(예: 모터)를 구동할 때 매우 중요합니다. 그런데 바디 ​​다이오드는 단일 MOSFET에만 존재하며 일반적으로 집적 회로 칩 내부에는 없습니다.

 

2. MOSFET 전도 특성

전도는 스위치 역할을 하는 것을 의미하며, 이는 스위치가 닫히는 것과 같습니다.

NMOS의 특징은 Vgs가 특정 값 이상일 때 켜지는 것입니다. 게이트 전압이 4V 또는 10V에 도달하는 한 소스가 접지된 경우(로우엔드 드라이브) 사용에 적합합니다.

PMOS의 특성은 Vgs가 특정 값보다 작을 때 켜지는 것인데, 이는 소스가 VCC(하이엔드 드라이브)에 연결된 상황에 적합합니다. 그러나 비록피모스NMOS는 하이엔드 드라이버로 쉽게 사용할 수 있지만 온 저항이 크고 가격이 비싸며 교체 유형이 적기 때문에 NMOS는 일반적으로 하이엔드 드라이버에 사용됩니다.

 

3. MOS 스위치 튜브 손실

NMOS이든 PMOS이든 전원을 켠 후에는 온 저항이 있으므로 전류는 이 저항에서 에너지를 소비합니다. 소비되는 에너지의 이 부분을 전도 손실이라고 합니다. 온 저항이 작은 MOSFET을 선택하면 전도 손실이 줄어듭니다. 오늘날의 저전력 MOSFET 온 저항은 일반적으로 수십 밀리옴 정도이며, 수 밀리옴도 있습니다.

MOSFET을 켜고 끌 때 즉시 완료되어서는 안 됩니다. MOS 양단의 전압은 감소하는 과정을 가지며, 흐르는 전류는 증가하는 과정을 갖습니다. 이 기간 동안MOSFET의손실은 전압과 전류의 곱이며 이를 스위칭 손실이라고 합니다. 일반적으로 스위칭 손실은 전도 손실보다 훨씬 크며, 스위칭 주파수가 빠를수록 손실도 커집니다.

전도 순간의 전압과 전류의 곱은 매우 커서 큰 손실을 초래합니다. 스위칭 시간을 단축하면 각 전도 중 손실을 줄일 수 있습니다. 스위칭 주파수를 줄이면 단위 시간당 스위치 수를 줄일 수 있습니다. 두 방법 모두 스위칭 손실을 줄일 수 있습니다.

MOSFET을 켰을 때의 파형입니다. 도통 순간의 전압과 전류의 곱이 매우 크고, 그에 따른 손실도 매우 크다는 것을 알 수 있다. 스위칭 시간을 줄이면 각 전도 중 손실을 줄일 수 있습니다. 스위칭 주파수를 줄이면 단위 시간당 스위치 수를 줄일 수 있습니다. 두 방법 모두 스위칭 손실을 줄일 수 있습니다.

 

4. MOSFET 드라이버

바이폴라 트랜지스터와 비교할 때 일반적으로 GS 전압이 특정 값보다 높으면 MOSFET을 켜는 데 전류가 필요하지 않다고 믿어집니다. 이는 쉽지만 속도도 필요합니다.

MOSFET의 구조를 보면 GS와 GD 사이에 기생 용량이 존재함을 알 수 있으며, MOSFET의 구동은 실제로는 커패시터의 충방전이 된다. 커패시터를 충전하려면 전류가 필요합니다. 왜냐하면 커패시터는 충전 순간 단락으로 간주될 수 있으므로 순간 전류가 상대적으로 커지게 됩니다. MOSFET 드라이버를 선택/설계할 때 가장 먼저 주의해야 할 사항은 제공할 수 있는 순간 단락 전류의 양입니다. ​

두 번째로 주목해야 할 점은 일반적으로 하이엔드 구동에 사용되는 NMOS는 전원을 켰을 때 게이트 전압이 소스 전압보다 높아야 한다는 점이다. 하이 사이드 구동 MOSFET이 켜지면 소스 전압은 드레인 전압(VCC)과 동일하므로 이때 게이트 전압은 VCC보다 4V 또는 10V 더 높습니다. 동일한 시스템에서 VCC보다 큰 전압을 얻으려면 특별한 부스트 회로가 필요합니다. 많은 모터 드라이버에는 차지 펌프가 통합되어 있습니다. MOSFET을 구동하기에 충분한 단락 전류를 얻으려면 적절한 외부 커패시터를 선택해야 합니다.

 

위에서 언급한 4V 또는 10V는 일반적으로 사용되는 MOSFET의 턴온 전압이며, 물론 설계 시 어느 정도 마진을 허용해야 합니다. 그리고 전압이 높을수록 전도 속도는 빨라지고 전도 저항은 작아집니다. 이제 다양한 분야에서 더 작은 전도 전압을 갖는 MOSFET이 사용되지만, 12V 자동차 전자 시스템에서는 일반적으로 4V 전도이면 충분합니다.

 

MOSFET 드라이버 회로 및 손실에 대해서는 Microchip의 AN799 MOSFET 드라이버를 MOSFET에 일치시키는 항목을 참조하세요. 너무 상세해서 더 이상 쓰지 않겠습니다.

 

전도 순간의 전압과 전류의 곱은 매우 커서 큰 손실을 초래합니다. 스위칭 시간을 줄이면 각 전도 중 손실을 줄일 수 있습니다. 스위칭 주파수를 줄이면 단위 시간당 스위치 수를 줄일 수 있습니다. 두 방법 모두 스위칭 손실을 줄일 수 있습니다.

MOSFET은 FET의 일종입니다(다른 하나는 JFET입니다). Enhancement 모드와 Depletion 모드, P채널과 N채널 총 4가지로 만들 수 있습니다. 그러나 실제로는 향상 모드 N채널 MOSFET만 사용됩니다. 및 강화형 P채널 MOSFET이므로 NMOS 또는 PMOS는 일반적으로 이 두 가지 유형을 나타냅니다.

 

5. MOSFET 응용회로?

MOSFET의 가장 큰 특징은 우수한 스위칭 특성으로 조명 디밍은 물론 스위칭 전원 공급 장치, 모터 드라이브 등 전자 스위치가 필요한 회로에 널리 사용됩니다.

 

오늘날의 MOSFET 드라이버에는 몇 가지 특별한 요구 사항이 있습니다.

1. 저전압 적용

5V 전원을 사용하는 경우 이때 전통적인 토템폴 구조를 사용하면 트랜지스터의 전압 강하가 약 0.7V이므로 게이트에 실제로 인가되는 최종 전압은 4.3V에 불과하다. 이때 공칭 게이트 전력을 선택합니다.

4.5V MOSFET을 사용하는 경우 특정 위험이 있습니다. 3V 또는 기타 저전압 전원을 사용할 때도 동일한 문제가 발생합니다.

2. 넓은 전압 적용

입력 전압은 고정된 값이 아니며 시간이나 기타 요인에 따라 변경됩니다. 이러한 변화로 인해 PWM 회로에서 MOSFET에 제공되는 구동 전압이 불안정해집니다.

높은 게이트 전압에서 MOSFET을 안전하게 만들기 위해 많은 MOSFET에는 게이트 전압의 진폭을 강제로 제한하는 전압 조정기가 내장되어 있습니다. 이 경우, 제공되는 구동 전압이 전압 조정관의 전압을 초과하면 큰 정적 전력 소비가 발생합니다.

동시에 단순히 저항 전압 분배 원리를 사용하여 게이트 전압을 낮추면 MOSFET은 입력 전압이 상대적으로 높을 때 잘 작동하지만 입력 전압이 감소하면 게이트 전압이 부족해집니다. 불완전한 전도로 인해 전력 소모가 증가합니다.

3. 이중 전압 적용

일부 제어 회로에서 로직 부분은 일반적인 5V 또는 3.3V 디지털 전압을 사용하는 반면, 전원 부분은 12V 이상의 전압을 사용합니다. 두 전압은 공통 접지에 연결됩니다.

이로 인해 저전압 측에서 고전압 측 MOSFET을 효과적으로 제어할 수 있는 회로를 사용해야 한다는 요구 사항이 높아졌습니다. 동시에 고전압 측 MOSFET도 1과 2에서 언급한 문제에 직면하게 됩니다.

이 세 가지 경우에서 토템 폴 구조는 출력 요구 사항을 충족할 수 없으며 많은 상용 MOSFET 드라이버 IC에는 게이트 전압 제한 구조가 포함되지 않은 것 같습니다.

 

그래서 나는 이 세 가지 요구를 충족시키기 위해 비교적 일반적인 회로를 설계했습니다.

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NMOS용 드라이버 회로

여기서는 NMOS 드라이버 회로에 대한 간단한 분석만 수행하겠습니다.

Vl 및 Vh는 각각 로우엔드 및 하이엔드 전원 공급 장치입니다. 두 전압은 동일할 수 있지만 Vl은 Vh를 초과해서는 안 됩니다.

Q1과 Q2는 반전된 토템 폴을 형성하여 두 개의 드라이버 튜브 Q3과 Q4가 동시에 켜지지 않도록 하면서 격리를 달성합니다.

R2와 R3은 PWM 전압 레퍼런스를 제공합니다. 이 기준을 변경하면 PWM 신호 파형이 상대적으로 가파른 위치에서 회로를 작동할 수 있습니다.

Q3과 Q4는 구동 전류를 제공하는 데 사용됩니다. 켜져 있을 때 Q3과 Q4는 Vh 및 GND에 비해 Vce의 최소 전압 강하만 갖습니다. 이 전압 강하는 일반적으로 약 0.3V에 불과하며 이는 0.7V의 Vce보다 훨씬 낮습니다.

R5 및 R6은 게이트 전압을 샘플링하는 데 사용되는 피드백 저항입니다. 샘플링된 전압은 Q1과 Q2~Q5의 베이스에 강한 음의 피드백을 생성하여 게이트 전압을 제한된 값으로 제한합니다. 이 값은 R5 및 R6을 통해 조정할 수 있습니다.

마지막으로 R1은 Q3 및 Q4에 대한 기본 전류 제한을 제공하고 R4는 Q3 및 Q4의 Ice 제한인 MOSFET에 대한 게이트 전류 제한을 제공합니다. 필요한 경우 가속 커패시터를 R4에 병렬로 연결할 수 있습니다.

이 회로는 다음과 같은 기능을 제공합니다.

1. 로우사이드 전압과 PWM을 사용하여 하이사이드 MOSFET을 구동합니다.

2. 작은 진폭의 PWM 신호를 사용하여 게이트 전압 요구 사항이 높은 MOSFET을 구동합니다.

3. 게이트 전압의 피크 한계

4. 입출력 전류 제한

5. 적절한 저항을 사용하면 매우 낮은 전력 소비를 달성할 수 있습니다.

6. PWM 신호가 반전됩니다. NMOS에는 이 기능이 필요하지 않으며 인버터를 전면에 배치하면 해결할 수 있습니다.

휴대용 장치와 무선 제품을 설계할 때 제품 성능을 개선하고 배터리 수명을 연장하는 것은 디자이너가 직면해야 하는 두 가지 문제입니다. DC-DC 컨버터는 고효율, 큰 출력 전류, 낮은 대기 전류 등의 장점을 갖고 있어 휴대용 장치에 전원을 공급하는 데 매우 적합합니다. 현재 DC-DC 컨버터 설계 기술 개발의 주요 추세는 다음과 같습니다. (1) 고주파 기술: 스위칭 주파수가 증가함에 따라 스위칭 컨버터의 크기도 감소하고 전력 밀도도 크게 증가하며, 동적 응답이 향상되었습니다. . 저전력 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수는 메가헤르츠 수준으로 상승합니다. (2) 저출력 전압 기술: 반도체 제조 기술의 지속적인 발전으로 인해 마이크로프로세서 및 휴대용 전자기기의 작동 전압이 점점 낮아지고 있으며, 이에 따라 향후 DC-DC 컨버터는 마이크로프로세서에 적응하기 위해 낮은 출력 전압을 제공해야 합니다. 프로세서 및 휴대용 전자 장치에 대한 요구 사항.

이러한 기술의 개발로 인해 전력 칩 회로 설계에 대한 요구 사항이 더욱 높아졌습니다. 우선, 스위칭 주파수가 지속적으로 증가함에 따라 스위칭 소자의 성능에 대한 요구가 높아지고 있습니다. 동시에, 스위칭 소자가 최대 MHz의 스위칭 주파수에서 정상적으로 작동하도록 보장하기 위해 해당 스위칭 소자 구동 회로가 제공되어야 합니다. 둘째, 배터리로 구동되는 휴대용 전자 장치의 경우 회로의 작동 전압이 낮으므로(예를 들어 리튬 배터리의 작동 전압은 2.5~3.6V) 전원 칩의 작동 전압도 낮습니다.

 

MOSFET은 온 저항이 매우 낮고 에너지 소비도 적습니다. MOSFET은 현재 인기 있는 고효율 DC-DC 칩에서 전원 스위치로 자주 사용됩니다. 그러나 MOSFET의 큰 기생 용량으로 인해 NMOS 스위칭 튜브의 게이트 용량은 일반적으로 수십 피코패럿에 달합니다. 이는 높은 작동 주파수의 DC-DC 컨버터 스위칭 튜브 드라이브 회로 설계에 대한 더 높은 요구 사항을 제시합니다.

저전압 ULSI 설계에는 부트스트랩 부스트 구조와 구동 회로를 대용량 부하로 사용하는 다양한 CMOS 및 BiCMOS 논리 회로가 있습니다. 이러한 회로는 1V 미만의 전원 전압에서 정상적으로 작동할 수 있으며, 부하 용량이 1~2pF인 경우 수십 메가헤르츠 또는 수백 메가헤르츠의 주파수에서도 작동할 수 있습니다. 이 기사에서는 부트스트랩 부스트 회로를 사용하여 저전압, 높은 스위칭 주파수 부스트 DC-DC 컨버터에 적합한 큰 부하 정전 용량 구동 기능을 갖춘 구동 회로를 설계합니다. 이 회로는 Samsung AHP615 BiCMOS 프로세스를 기반으로 설계되었으며 Hspice 시뮬레이션을 통해 검증되었습니다. 공급 전압이 1.5V이고 부하 용량이 60pF일 때 작동 주파수는 5MHz 이상에 도달할 수 있습니다.

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MOSFET 스위칭 특성

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1. 정적 특성

스위칭 소자로서 MOSFET은 꺼짐 또는 켜짐의 두 가지 상태로도 작동합니다. MOSFET은 전압 제어 부품이므로 작동 상태는 주로 게이트-소스 전압 uGS에 의해 결정됩니다.

 

작업 특성은 다음과 같습니다.

※ uGS<턴온 전압 UT: MOSFET은 컷오프 영역에서 작동하며, 드레인-소스 전류 iDS는 기본적으로 0, 출력 전압 uDS≒UDD, MOSFET은 "오프" 상태입니다.

※ uGS>턴온 전압 UT: MOSFET은 전도 영역에서 작동하며, 드레인-소스 전류 iDS=UDD/(RD+rDS). 그 중 rDS는 MOSFET이 켜졌을 때의 드레인-소스 저항입니다. 출력 전압 UDS=UDD?rDS/(RD+rDS), rDS<<RD, uDS≒0V인 경우 MOSFET은 "on" 상태입니다.

2. 동적 특성

MOSFET도 ON/OFF 상태를 전환할 때 천이 과정이 있지만, 그 동적 특성은 주로 회로와 관련된 부유 용량을 충전 및 방전하는 데 필요한 시간과 진공관 자체가 ON/OFF될 때 전하 축적 및 방전에 따라 달라집니다. 소산 시간은 매우 작습니다.

입력 전압 ui가 high에서 low로 변하고 MOSFET이 on 상태에서 off 상태로 변할 때, 전원 UDD는 부유 용량 CL을 RD까지 충전하고, 충전 시정수 τ1=RDCL이 됩니다. 따라서 출력 전압 uo는 낮은 레벨에서 높은 레벨로 변경되기 전에 일정한 지연을 거쳐야 합니다. 입력 전압 ui가 로우에서 하이로 변경되고 MOSFET이 오프 상태에서 온 상태로 변경되면 부유 용량 CL의 전하가 rDS를 통과합니다. 방전은 방전 시간 상수 τ2≒rDSCL로 발생합니다. 출력 전압 Uo도 낮은 레벨로 전환되기 전에 일정한 지연이 필요하다는 것을 알 수 있습니다. 그러나 rDS는 RD보다 훨씬 작기 때문에 차단에서 전도까지의 변환 시간은 전도에서 차단까지의 변환 시간보다 짧습니다.

MOSFET을 켰을 때 MOSFET의 드레인-소스 저항 rDS는 트랜지스터의 포화 저항 rCES보다 훨씬 크고, 외부 드레인 저항 RD도 트랜지스터의 콜렉터 저항 RC보다 크기 때문에 충전 및 방전 시간은 MOSFET의 길이가 길어서 MOSFET이 됩니다. 스위칭 속도는 트랜지스터보다 낮습니다. 그러나 CMOS 회로에서는 충전 회로와 방전 회로가 모두 저저항 회로이기 때문에 충전과 방전 과정이 상대적으로 빠르며 결과적으로 CMOS 회로의 스위칭 속도가 빨라진다.